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1. 简介
如下所示，前文 [] 给出了基于P-MOSFET的四种浪涌电流抑制方案：
图 5.80 Single P-MOSFET负载开关电路方案B
图 5.81 Single P-MOSFET负载开关电路方案C
图 5.82 Single P-MOSFET负载开关电路方案D后来经过自己的study以及工程师朋友的讨论，方案B和D应用于浪涌电流抑制，有所不妥；主要原因是：在VIN上电的瞬间且Q2/Q4完全导通之前，给输出电容C9/C10/C19/C20充电的浪涌电流会“部分”或“完全”从体二极管流过。也许有人会问，这样的电路是否会存在P-MOSFET因上电瞬间的浪涌电流而损坏的可能？答案是，在合适选择了P-MOSFET连续漏源电流的情况下，通常不会导致管子损坏。这点，我们后续文章再单独分析。
2. 更新方案
基于前文 [ ] 可知，PNP三极管适合做“高边开关”，NPN三极管适合做“低边开关”，这是由它们的结构或导通关断特性决定的。类似的结论是，P-MOSFET适合做“高边开关”，N-MOSFET适合做“低边开关”（如同步BUCK电路的low-side switch就是N-MOSFET）。所以，我们可以发现，方案A/C就是基于P-MOSFET的浪涌电流抑制电路，放置的位置是电源线的正极，也就是通常所谓的“高边”。本文将要更新的方案E/F就是基于N-MOSFET的浪涌电流抑制电路，放置的位置是电源线的负极，也就是通常所谓的“低边”。
3. 分压电阻值的说明
图 5.81 Single P-MOSFET负载开关电路方案C图5.81所示，当输入电源VIN大于AON6403元件的栅极和源极耐压值±20V，达到60V甚至100V时，可以通过增加R3电阻抬升栅极电压，使得栅极和源极之间的差值保持在20V以内。当VIN = 60V时，栅极和源极之间差值为VGS = 60V * 47k / ( 470k + 47k ) = 5.45V；当VOUT = 100V时，栅极和源极之间差值为VGS = 100V * 47k / ( 470k + 47k ) = 9.09V；可见，5.45V和9.09V都是在±20V耐压范围内的，是安全的。有人提出，是否需要将R3=470k电阻和R4=47k电阻位置互换，才能满足上述两个计算结果5.45V和9.09V？答案是，不需要。上述两个算式分子上的阻值使用的是R4=47k，这样可以直接得到源极和栅极之间的差值VGS。
如果使用通常的分压公式计算是，当VIN = 60V时，栅极的电压为Vg = 60V * 470k / ( 470k + 47k ) = 54.54V，那么源极与栅极之间的差值为VGS = 60V - 54.54V = 5.46V，殊途同归；当VIN = 100V时，同理。
图5.84所示，在方案F中，取VCC = 60V，N-MOSFET Q4栅极和源极之间的差值，也是可以直接计算的，即 VGS = 60V * 47k / ( 470k + 47k ) = 5.45V。
4. 总结
综合来看，在4类浪涌电流抑制电路中，基于P-MOSFET的A/C方案，基于N-MOSFET的E/F方案，并无优劣之分，只是各自的应用场景有所差异。
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